INTRODUCIÓN GENERAL DEL TEMA, ESTUDIO TEÓRICO DEL TEMA, LA ETAPA DE FI, EL ESPECTRO DE FI, CURVA DE RESPUESTA DE LA FI, EL AMPLIFICADOR DE FI, SINTONIZACIÓN ESCALONADA, SOBREACOPLAMIENTO, CIRCUITO ELIMINADORES Y ACEPTADORES, FILTRO DE ONDAS ACÚSTICA SUPER
NOMBRE: CARLOS BRAVO
CURSO: 4ºG
FECHA DE ENTREGA:
2-12-1998
1.-
INTRODUCIÓN GENERAL DEL TEMA.............................................. 3
1.2- ESTUDIO TEÓRICO DEL TEMA...................................................... 3
LA ETAPA DE FI...................................................................................... 3
EL ESPECTRO DE FI............................................................................... 3
CURVA DE RESPUESTA DE LA FI......................................................... 4
EL AMPLIFICADOR DE FI....................................................................... 5
SINTONIZACIÓN ESCALONADA........................................................... 6
SOBREACOPLAMIENTO......................................................................... 6
CIRCUITO ELIMINADORES Y ACEPTADORES.................................... 6
FILTRO DE ONDAS ACÚSTICA SUPERFICIAL, SAWF...................... 10
CONTROL AUTOMATICO DE GANANCIA.......................................... 10
CAG DE NIVEL DE CRESTA................................................................. 12
CAG CONTROLADO POR PUERTA..................................................... 13
1.3.- ESTUDIO CONCRETO DEL MODULO UTILIZADO
EN EL LABORATORIO............................................................................................................................. 15
a) FILTRO DE ONDA SUPERFICIAL..................................................... 15
b) AMPLIFICADOR DE FI Y DEMODULADOR DE VIDEO.................. 15
c) CIRCUITO DE SALIDA DE VIDEO.................................................... 16
d) FI DE SONIDO Y DISCRIMINADOR DE FM..................................... 16
e) CONMUTACIÓN................................................................................. 16
La finalidad de la etapa de
frecuencia intermedia, es la de obtener a su salida ya demoduladas las señales
de audito y vídeo, una por cada lado para seguir cada una a sus respectivos
circuitos.
La frecuencia intermedia se
obtiene mediante la selección de la diferencia entre la frecuencia portadora y
del oscilador.
La frecuencia intermedia deriva
de la etapa de mezclador oscilador del sintonizador. El oscilador local se hace
oscilar en una frecuencia que es 39.5 MHz mayor que la frecuencia portadora
seleccionada. La frecuencia intermedia se obtiene. entonces, mediante la
selección de la diferencia entre las frecuencias portadora y del oscilador. El
espectro de frecuencias para una portadora modulada de 51 1,25 MHz se muestra
en la figura4.la. El ancho de banda de 8 MHz se extiende desde fmin a fmáx
donde
fmin =
511.25 - 1,75 = 509.5 MHz
fmáx =
511,25 + 6,25 = 517,5 MHz
Y la
portadora de sonido está 6 MHz por encima de la portadora de imagen y tiene una
frecuencia de 511,25 + 6.00 = 517.25 MHz.
Después
de la etapa del mezclador-oscilador, la portadora de imagen se reemplaza por
una f.i. de 39.5 MHz dando el espectro de frecuencia intermedia mostrado en la
figura 1b. en donde cada frecuencia es la diferencia entre fo, la frecuencia
del oscilador local y la original en la figura 1a. Por tanto, la portadora de
sonido se convierte en una f.i. de sonido de.
fo -
portadora de sonido - - 550.75 - 517.25 = 33,5 MHz
La f.i.
de sonido está. ahora, 6 MHz por debajo de la FI. de imagen.
Fig 1 (a) Espectro de frecuencia para una portadora modulada de 511’25
MHz, (b) espectro de frecuencia intermedia.
Similarmente,
todas las demás frecuencias invertirán su posición cuando se conviertan a sus
equivalentes en el espectro de FI, como se muestra en la figura 1b.
Aparte de
proporcionar la suficiente amplificación a la FI, para excitar al detector, la
etapa de FI, se requiere para dar forma a la respuesta en frecuencia de la
se5al recibida como se muestra en la figura 2. Las finalidades de la curva de
respuesta de f.i. son:
Rechazar
la FI, de imagen del canal adyacente superior. La FI, de imagen adyacente cae 8
MHz por debajo de la FI, de imagen con 39,5 - 8 = 31,5 MHz.
Rechazar
la FI, de sonido del canal adyacente inferior. La FI, de sonido adyacente está
8 MHz por encima de la interportadora de sonido a 33,5 + 8 = 41 ,5 MHz.
Fig 2 Curva de respuesta de la frecuencia intermedia.
Proporcionar
una atenuación de 26 dB a 33,5 MHz. Esto es necesario para evitar cualquier
interferencia causada por un batido entre las FI, de sonido e imagen. Se
proporciona un pequeño escalón como se muestra, para acomodar la desviación de
FM de la interportadora de sonido. El escalón de FM evita la modulación
de amplitud de la portadora de sonido que podría detectarse por el demodulador
de imagen o vídeo, causando un espectro visible en la pantalla y un zumbido en
el sonido, un síntoma conocido como sonido sobre imagen.
4.
Proporcionar una caída mantenida en amplitud desde los 38 MHz a los 41 MHz en
el extremo de FI, de imagen.
La
subportadora de crominancia de 4,43 MHz cae en el extremo superior del espectro
de imagen y cuando éste se convierte a una frecuencia intermedia pasa a 39,5 -
4.43 = 35,07 MHz que es sólo 1,57 MHz diferente de los 33,5 MHz de la FI. de
sonido.
La curva
de respuesta no debe permitirse que caiga demasiado cerca de este extremo
restringiendo, por tanto, la información
de crominancia, mientras que, al mismo tiempo, debe proporcionar el
suficiente rechazo a la FI, de sonido. El no cumplir esto produce modulación
cruzada entre la subportadora de crominancia de 4.43 MHz y la interportadora de
sonido de 6 MHz.
Esta
modulación cruzada aparece como un espectro de 1.57 MHz (6.00 - 4,43) en la
pantalla que se conoce como diagrama en espiga.
Normalmente.
los amplificadores de FI, emplean transistores de alta frecuencia conectados en
configuración de emisor común como se muestra en la figura 3 en donde el
inductor L3 se sintoniza mediante su propia autocapacidad.
Fig
3 Amplificador de frecuencia intermedia.
Un
amplificador de emisor común tiene baja impedancia de entrada que
deriva la señal de entrada desde la etapa previa; este efecto se conoce como
efecto amortiguador. Para minimizar esto, se utiliza un acoplamiento por
condensador con derivaciones o un acoplamiento por inductor con tomas. En la
figura 3, la cadena de condensadores C3/C4 actúa como red de acoplamiento por
condensador con derivaciones para reducir el efecto amortiguador en el circuito
sintonizado L2\C2. Si Rp es la resistencia de entrada del transistor, entonces
la derivación efectiva o resistencia de amortiguación Rs que aparece entre
terminales del circuito sintonizado es:
La cadena
C6/C7 es otro acoplamiento por condensador con derivaciones en la salida.
Para un
acoplamiento por inductor con tomas (figura 4), la relación entre Rs y Rp es la
siguiente
Los
amplificadores de FI, de imagen son necesarios para tener una alta ganancia
sobre un amplio ancho de banda. Esto no se puede satisfacer mediante la
utilización de circuitos sintonizados simples que tengan la curva de respuesta
mostrada en la figura 5. Como el producto de ganancia y ancho de banda es
constante, se puede considerar que cualquier intento de incrementar el ancho de
banda dará como resultado una reducción de la ganancia y viceversa. Un circuito
sintonizado de alto Q proporciona una ganancia elevada con un ancho de banda
estrecho, mientras que un circuito de bajo Q dará un ancho de banda mayor con
una ganancia menor. Para obtener el adecuado ancho de banda con la suficiente
amplificación se puede utilizar una sintonización escalonada.
Fig 4 Acoplamiento inductor con tomas.
En lugar de utilizar circuitos sintonizados
idénticos para cada amplificador de FI, las frecuencias de sintonización son
escalonadas sintonizando cada etapa a una frecuencia diferente, El efecto de
esto para una platina de FI, de tres etapas se muestra en la figura.6. Las
curvas de respuesta se superponen dando una curva de respuesta completa que
combina tanto la alta ganancia como un ancho de banda amplio. Mediante el
espaciado de las frecuencias de sintonización y la utilización de diferentes
factores Q se puede producir varias respuestas.
Fig 5 Respuesta en frecuencia de un circuito sintonizado.
Una
alternativa a la sintonización escalonada es la utilización de
sobreacoplamiento inductivo o capacitivo. La figura 7 muestra dos tipos de
sobreacoplamiento por condensador. El acoplamiento por condensador en serie se
muestra en (a) donde C3 se utiliza para incrementar el acoplamiento entre el
primario y secundario del transformador. En (b), el condensador C2 proporciona
el acoplamiento entre los dos devanados del transformador. Este método se
conoce como acoplamiento por condensador en paralelo o shunt. Como el
acoplamiento se incrementa, la curva de respuesta «se abre» como se muestra en
la figura 8. Un subacoplamiento produce una respuesta ancha con
un solo pico, mientras que un sobreacoplamiento produce una respuesta más
amplia con dos picos. Los circuitos sintonizados sobreacoplados también se
utilizan como filtros de paso de banda o transformadores.
Un
eliminador es un circuito sintonizado paralelo en el cual la impedancia es un
máximo en la frecuencia de resonancia. Un aceptador, por otro lado, es un
circuito sintonizado serie con una impedancia mínima en la frecuencia de
resonancia. En la
Fig 6 Sintonía escalonada.
figura 9a, el
circuito sintonizado paralelo LI/Cl situado entre dos etapas de amplificación,
presenta una alta impedancia en la frecuencia de resonancia, por tanto,
«rechaza» esta frecuencia. Para frecuencias, que no sean la frecuencia de
resonancia, el circuito sintonizado presenta una baja impedancia, permitiendo
que estas señales fluyan sin que sean afectadas. El mismo efecto se puede
producir mediante el circuito sintonizado en serie conectado como se muestra en
la figura 9b. En la resonancia, el circuito sintonizado presenta una impedancia
muy baja cortocircuitando, por tanto, estas frecuencias hacia el chasis. El
resto de frecuencias permanecen inalteradas. Estos circuitos se conocen
generalmente como trampas. Para mejorar la precisión del circuito trampa, se
utilizan circuitos sintonizados en serie-paralelo o en paralelo-serie como se
muestra en la figura 10.
Fig
7 Sobreacoplamiento (a) acoplamiento en serie. (b) acoplamiento por condensador
en paralelo.
En la figura
10a, LIC2 se eligen para tener una reactancia inductiva en la frecuencia
de rechazo. Esta reactancia inductiva resuena con Cl para formar un aceptador,
capturando las señales en esa frecuencia. La frecuencia de resonancia del
circuito sintonizado en paralelo Ll C2, se acentúa a sí misma, ya que ofrece
una muy alta impedancia a las señales en esa frecuencia. Un efecto similar se
obtiene con el circuito de la figura 10b con Ll Cl formando un aceptador y Ll
Cl C2
Fig 8 Curva de
respuesta producida por Sobreacoplamiento.
formando un
eliminador.
Otros
circuitos eliminadores utilizando combinaciones de puentes en T se muestran en
la figura 11.
Así. se
puede obtener un alto grado de atenuación junto con una respuesta muy precisa.
La
realimentación negativa puede ser utilizada en circuitos eliminadores como
muestra la figura 12. En la frecuencia de resonancia, LICl presenta una muy
alta impedancia que introduce una gran cantidad de realimentación negativa,
dando como resultado una ganancia muy baja. En todas las demás frecuencias la
ganancia es normal.
Fig 9
Circuitos eliminadores.
La eliminación por inductancia
mutua se muestra en la figura 13. L2C2 ofrece, un camino de muy baja impedancia
a las señales en la frecuencia de resonancia que, l debido a la inductancia
mutua entre Ll y L2, absorbe una gran cantidad de la energía que sale del
circuito sintonizado de colector LICl. Así, una señal muy pequeña se desarrolla
entre terminales de L1Cl en la frecuencia de resonancia de L2C2. La salida
normal se obtiene en la frecuencia de resonancia de LlCl.
Fig 10
Circuitos trampa de frecuencia serie/paralelo
La
figura 15 muestra una etapa completa de FI, que se utiliza en un receptor
monocromo. La señal de amplitud modulada es alimentada por la red conformadora
o selectiva antes de ir a la etapa amplificadora de ancho de banda que utilizan
los circuitos integrados MC1352. C4/R7 proporciona la
adaptación entre el sintonizador y la etapa de FI. La red R8/C15/C16/C17/L9
forma un puente en T de eliminación sintonizada para las FI, adyacentes de
sonido de 41,5 MHz. El condensador C17
se incluye para mejorar la precisión de la trampa, C18/C19/L10 es la trampa de,
imagen adyacente con L10 sintonizada a 31,5 MHz y Lll es una bobina de acoplamiento interetapas. El puente eliminador en T
C20/C21/L12 proporciona la atenuación
Fig 11 Circuitos eliminadores en puente T.
Fig 12 Eliminador por realimentación negativa.
necesaria de
26 dB para la FI, de sonido con L12 sintonizada a 33,5MHz. El circuito
integrado MC1352 es un amplificador de ancho de banda de FI, consistente en
varias etapas de amplificación que no requieren sintonización. El chip
también contiene un amplificador de ganancia controlada que se utiliza para el
control automático de ganancia (patilla 6). La salida del chip (patillas 7 y 8)
es alimentada al detector mediante una unidad de acoplamiento por capacidad en
serie L131/C33/L14 y el diodo D2 es un
diodo recortador que elimina la mitad positiva de la FI, modulada.
Fig
13 Circuito eliminador por inductancia mutua
Fig 14 Circuito eliminador L1C1 se sintoniza
a la frecuencia a la frecuencia que se ha de
eliminar
Fig 15 Etapa de FI utilizada en un receptor monocromo.
Fig 16 La utilización de un
filtro SAW en una etapa de FI.
Los tipos
de redes de aceptador/eliminador se van sustituyendo, cada vez más, por filtros
de onda acústica superficial. Los filtros SAW son muy fiables, no requieren
ninguna sintonización, son fácilmente reemplazables y comparativamente baratos.
La figura 16. muestra una sección de una etapa de FI, en que CFl es el filtro
de onda acústica superficial que proporciona toda la selectividad y eliminación
necesarias para la f.i.
El
propósito del CAG es variar la ganancia de la etapa de FI y, en la mayoría de los casos, la del
amplificador de RF, para compensar los posibles cambios en la intensidad de la
señal recibida en la antena. La figura 17 muestra un diagrama de bloques de un
sistema de CAG. La intensidad de la señal recibida se controla en la etapa del
amplificador de vídeo, y se alimenta a la red del CAG para producir un
potencial de control de cc. Esta tensión se utiliza, entonces, para cambiar la
ganancia de la primera etapa de FI. La tensión de control del CAG puede también
ser aplicada al sintonizador, en cuyo caso se emplea una unidad de retardo para
asegurar que la ganancia del amplificador de RF, se reduzca sólo después de que se haya obtenido una
reducción suficiente en la ganancia de la etapa de FI. Así. con señales
débiles, el amplificador de RF funcionará con máxima ganancia con una buena
relación señal ruido. El punto preciso en que el CAG del sintonizador comienza
a trabajar se determina mediante una red divisora controlada por un
potenciómetro de ajuste.
Fig 17 Control automático de ganancia.
El
control automático de ganancia posibilita tres funciones básicas en un receptor
de TV. Primero, permite la conmutación desde un canal fuerte a otro débil o
viceversa sin tener que ajustar el receptor. Segundo, evita la sobrecarga de
las etapas amplificadoras de RF\FI, que de otra forma producirían graves
distorsiones. Tercero, permite reducir las fluctuaciones causadas por las
reflexiones de las señales transformándolas desde objetos móviles tales como
aviones.
Fig 18 Principios del CAG directo.
Hay dos tipos
de CAG: inverso y directo. El CAG inverso utiliza el hecho de que la ganancia
de un amplificador en emisor común puede reducirse al reducir su corriente. El
CAG directo, por otro lado, utiliza el hecho de que la ganancia de un
amplificador también se puede reducir reduciendo la tensión entre el colector y
el emisor como resultado de un incremento de corriente a través del transistor.
El CAG directo en que la ganancia decrece con un incremento en la corriente del
transistor es utilizado universalmente en los receptores de TV ya que tiene unas
características más lineales en comparación con el CAG inverso. Además, como
las señales débiles se amplifican en un transistor de baja corriente, tiene una
mejor relación señal ruido.
Un ejemplo de
CAG directo se muestra en la figura 18 en donde R3 es una carga de cc y Cl es
su condensador de desacoplo. Cuando se incrementa la corriente del transistor,
se desarrolla una tensión de cc entre terminales de R3 que reduce la tensión de
colector y con ella la ganancia del amplificador. El condensador de desacoplo
asegura que la señal completa se desarrolle entre los terminales del circuito
sintonizado L1/C2, y nada entre terminales de R3. La corriente a través del
propio transistor se determina mediante el potencial de control del CAG. Un
incremento en la tensión de control produce un incremento en la corriente y, en
consecuencia, una reducción en la ganancia y viceversa.
Fig 19Circuito de CAG directo.
Tanto la polarización directa
como la amortiguación por diodo pueden utilizarse simultáneamente como se
muestra en la figura 19. Con una señal fuerte, el potencial del CAG es alto
produciendo un incremento en la corriente de TR2 y reduciendo su ganancia. Al
mismo tiempo, un aumento en la corriente producirá un descenso en la tensión de
colector de TR2 que polarizará directamente al diodo de amortiguación D1.
Cuando D1 conduce, sitúa la resistencia R2 entre terminales de la carga
sintonizada L2C2 para una mayor reducción de la ganancia del amplificador de
FI. La resistencia R5 es la carga de cc para TR2 y C5 es su condensador de
desacoplo. Si bien R5 es necesaria para el CAG directo, a menudo se incorporan
resistencias de carga de desacoplo de cc en los amplificadores de FI, para
conseguir la reducción de la disipación de potencia de cc del transistor, como,
por ejemplo, la resistencia Rl para TRl. Tales cargas de cc como R1 no
toman parte en la variación de la
ganancia del transistor, ya que para que existan las condiciones de cc, es
decir, la tensión y corriente de colector, tienen que cambiar primero.
Los
receptores de radio emplean lo que se conoce como CAG de nivel medio
Fig 20
en donde el
nivel medio de la señal recibida se utiliza como medida de la intensidad de la
señal. Esto no es satisfactorio para la recepción de vídeo porque el nivel
medio de las señales de vídeo no proporciona una medida precisa de la
intensidad de la señal. Como puede verse en la figura 20, el valor medio de una
señal de vídeo refleja el brillo, es
decir, el contenido de luminancia, de la señal. Por esta razón, se emplea el
CAG de nivel de cresta (o punta del impulso de sincronismo), donde se controla
la cresta de la señal, es decir, la punta de los impulsos de sincronismo. Como
dicha punta de impulsos de sincronismo siempre tiene el mismo nivel independientemente
del brillo de la imagen, entonces cualquier variación de la amplitud refleja la
intensidad de la señal y nada más.
Fig 21 CAG de
nivel de cresta.
El CAG de
nivel de cresta puede obtenerse con la utilización de un circuito de recorte
con un simple diodo (o transistor) para permitir que sólo las puntas de los
impulsos de sincronismo pasen a través de un filtro de paso bajo como se
muestra en la figura 21. TRl es el amplificador de luminancia que actúa como un
seguidor de emisor que alimenta el amplificador del CAG TR2. La cadena de
polarización RI/R2/R3 está dispuesta para asegurar que TR2 está en corte con su
base a potencial más alto que el del emisor. Como TR2 conduce cuando su tensión
de base cae por debajo del potencial del emisor, entonces sólo
las partes más negativas de la señal de entrada, es decir, las puntas de los
impulsos de sincronismo de línea y campo, determinarán la polarización directa
de TR2 y lo harán conducir. Los impulsos que aparecen en la salida de TR2 se
suavizan mediante un filtro de paso bajo R7 /R8/C2/Cl. La carga entre
terminales de C2 es proporcional a la magnitud de los impulsos de sincronismo,
proporcionando la tensión de control del CAG. El diodo Dl asegura que C2 no se
descarga a través de R5 durante el periodo de imagen entre un impulso de
sincronismo y otro. El CAG de nivel de cresta tiene el inconveniente de que se
necesita una constante de tiempo larga para suavizar los impulsos de campo de
baja frecuencia de 50 Hz.
El CAG de
nivel de cresta tiene tres desventajas. Primera, la constante de tiempo larga
del filtro hace al sistema menos sensible a las fluctuaciones de intensidad de
señal. Segunda, se vuelve inútil si hay una sobrecarga en cualquier etapa antes
del amplificador de vídeo. Esto sucede porque las sobrecargas recortan la
amplitud de los impulsos de sincronismo produciendo potenciales de CAG
incorrectos. Tercero, el CAG de nivel de cresta se ve afectado por el ruido
aleatorio.
Fig 22 Circuito CAG controlado
por puerta en un receptor monocromo.
El efecto del ruido aleatorio se puede anular mediante la
utilización de una puerta que se abra sólo durante la duración del impulso de
sincronismo, en consecuencia su nombre es CAG controlado por puerta. una
constante de tiempo más corta para mejorar la sensibilidad a las fluctuaciones
y otros cambios rápidos en la intensidad de la señal.
Un
circuito CAG controlado por puerta que se utiliza para los receptores
monocromos está mostrado en la figura 22, El transistor VT3 es la puerta
(controlador) del CAG y VT5 es el excitador de CAG. VT5 conduce sólo cuando un
impulso de línea de pendiente positiva que viene del transformador de salida de
línea, llega a su colector. Al mismo tiempo, el impulso de línea de pendiente
negativa procedente del excitador de vídeo polariza directamente VT3 haciéndole
conducir, permitiendo que aparezca una salida en el colector de VT5. De esta
forma, sólo se controla el nivel del impulso de sincronismo de línea. La red
R16/C18/R10 es el filtro de alisado. La carga en C14 que proporciona la cadena
en serie R3/R39 se varía mediante el cambio en el nivel de los impulsos de
sincronismo. Esta carga determina la polarización de base del amplificador de
CAG VT2 que proporciona la tensión de control del CAG para la etapa de FI. Se
proporciona un CAG retardado mediante el diodo D2 que se conecta cuando la
etapa de FI, requiere la máxima ganancia. El punto de cruce se ajusta mediante
RVl.
Las etapas contenidas en el
modulo de FI son las siguientes:
a)
Filtro de onda superficial.
b)
Integrado amplificador de FI y
demodulador de vídeo
c)
Circuito de salida de vídeo
d)
FI de sonido y discriminador FM
e)
Conmutación.
Se trata de un resonador
cerámico de alta precisión y estabilidad. Entrega la portadora de imagen a –6db
de la frecuencia central de la banda de FI y la portadora de sonido a –20db.
Esta compuesto por 5 patillas ,
las mas importantes son las siguientes:
-
Patilla 1 entrada de FI.
-
Patillas 4 y 5, salida de vídeo de FI.
La etapa amplificadora consta
de cuatro pasos de alta ganancia con CAG, escalonado. La detección de la señal
de vídeo se obtiene por producto a la inserción de la portadora a 38’9
previamente extraído de la señal FI mediante un circuito sintonizado en
paralelo (C24, L4) conectado a las patillas 10 y 11 del integrado TDA5400-2.
La señal detectada se amplifica
y se lleva al exterior por medio de dos seguidores de emisor cuya impedancia de
salida es de 150 ohmios. La salida vídeo + (impulsos de sincronismo hacia
negativo) es la que se aprovecha como información de vídeo compuesto en modo
PAL. La salida por la patilla 4 se utiliza para la extracción de la interportadora
a 5’5 MHz de sonido.
La tensión CAG se obtiene en un
detector de coincidencia entre impulsos de sincronismos y los de retroceso de
líneas, previamente conformados por el zener D1 y que son aplicados a la
patilla 1 del integrado TDA5400.
La tensión de CAG diferido para
el sintonizador se obtiene de un amplificador interno umbral regulable desde el
exterior con el potenciómetro R24. Este umbral es en la patilla 10 y se ha
fijado en 1mV de la señal de antena.
La corrección de sintonía (CAF)
se obtiene de la patilla 6 del integrado. Cuando la sintonía es exacta, la
señal de corrección es cero y la tensión disponible en la línea de CAF es la de
reposo (unos 6V que está determinada por el divisor R25-R27. Las desviaciones
de sintonía, en mas o
Monografías
